Учебное пособие разработал


 Шумы усилителей на полевых транзисторах



жүктеу 0.85 Mb.
бет2/5
Дата19.02.2019
өлшемі0.85 Mb.
түріУчебное пособие
1   2   3   4   5

1.3. Шумы усилителей на полевых транзисторах

Основными в полевом транзисторе являются тепловые шумы канала. Они могут быть представлены источником шумового тока, включенным в цепи сток-исток (iС) параллельно каналу (рис. 1.13, а). Средний квадрат этого тока [3] в элементарной полосе частот



где ε1 - коэффициент, зависящий от режима, = 1,38–23 Вт с / град – постоянная Больцмана, T – абсолютная температура, ºK; df – элементарная полоса частот.

Тепловые шумы канала через емкость затвор-канал вызывают в цепи затвора флуктуации, называемые наведенными или индуцированными, определяемые соотношением



Следствием корреляции наведенных шумов с тепловыми является составляющая

Здесь  [2]- коэффициенты, зависящие от режима.

Степень корреляции может характеризоваться, кроме того, величиной, называемой коэффициентом корреляции,



Представляют наведенные шумы источником шумового тока (iЗ) в цепи затвора (рис. 1.13, а).

В транзисторах с p-n-переходом при насыщении тока стока в режимах от открытого состояния до закрытого коэффициенты принимают значения: ε1 = 0,5…0,6(6); ε2 = 0,1…0,2(6); ε3 = 0,1…0,15; γСЗ j0,445…j0,395.

При максимальном токе стока рассмотренные шумы минимальны. Но в связи с разбросом параметров и их стабилизацией приходится устанавливать ток меньше максимального. Поэтому в расчетах с некоторым запасом можно принять такие значения коэффициентов: ε1 = 0,6; ε2 =0,2; ε3 =0,145; γСЗ j 0,42.

Известно [12], что упомянутая корреляция уменьшает шумы теплового канала не более чем на 10...20 % во всем диапазоне частот. Расчеты показывают, что даже на высших частотах, когда импеданс входной цепи усилителя становится чисто емкостным, доля наведенных шумов составляет менее 10 % от тепловых. Поэтому чаще всего является неоправданным усложнение расчетов и в дальнейшем мы учитывать наведенные шумы не будем, но будем иметь в виду, что это пренебрежение (вследствие влияния их корреляции с тепловыми шумами канала) делает несколько завышенным значение рассчитанных шумов.

Фликкер-шумы представляют вместе с тепловыми шумами канала с помощью частотно зависимой поправки (fфл /f):

где fфл - граничная частота, на которой спектральные составляющие фликкер-шума и теплового равны.

Фликкер-шумы МДП-транзисторов на порядок выше, чем шумы транзисторов с p-n-переходом. Именно поэтому во входных каскадах предпочтение отдают последним как малошумящим.

Обратный ток p-n-перехода (IЗ) вызывает дробовой шум в цепи затвора

где q = 1,6∙10–19 к – заряд электрона.

У МДП-транзисторов этому шуму соответствует тепловой шум входного сопротивления RЗИ



Величина RЗИ [13] составляет порядка 1012 ...1017 Ом. Эти шумы представляют на схеме (см. рис. 1.13, а) во входной цепи источником iЗ.

Шумы, представляемые источником iС в цепи стока, обычно пересчитывают в цепь управляющего электрода к ЭДС eш (см. рис. 1.13, б), либо к сопротивлению шумов rш , включенному в этой же цепи, что и : ; .

В случае тепловых шумов канала  = ε1/S ≈ 0,6/S.

Все шумы транзистора могут быть представлены двумя эквивалентными источниками и , см. рис. 1.13, б.

Если на входе схемы рис. 1.13, б включить параллельно соединенные сопротивление и источник тепловых шумов генератора сигнала (), то к полюсам этого генератора (а значит и к полюсам эквивалентного источника шума или , см. рис. 1.13) можно пересчитать и шумы, представляемые генератором :
(1.31)
где χ=S/(S-jωCЗС) – коэффициент, учитывающий прямое прохождение сигнала через CЗС; – статическое (то есть при KU = 0) входное сопротивление каскада.

Формулу (1.31) можно получить, пересчитав, например, сигнал и шум на выход каскада, а затем, воспользовавшись коэффициентом передачи для тока сигнала, шумы – обратно к клеммам источника сигнала.

Таким образом, рассмотрено, как пересчитать все источники шумов полевого транзистора на вход усилителя к эквивалентному току сигнала. С учетом тепловых шумов сопротивления источника сигнала, представляющего собою параллельно соединенные RГ и CГ, тока утечки затвора и тепловых и фликкер-шумов канала приведенный ко входу усилителя квадрат шумового тока при χ ≈ 1 в элементарной полосе частот

, (1.32)
где CΣ Cг CЗИ + CЗС.

Отсюда, дифференциальный коэффициент шума в функции от частоты


(1.33)
Видно, что приведенный ко входу шумовой ток тем меньше, чем больше величина RГ, а коэффициента шума имеет минимум вследствие различной зависимости его компонентов от величины RГ.

При оптимальном сопротивлении источника сигнала


(1.34)
коэффициент шума равен
Fmin = 1 + 2aRГ.опт = 1 + 2b/RГ.опт, (1.35)
где

Все эти выражения справедливы в "дифференциально" узкой полосе частот, то есть и F представляют собой спектральную плотность шума в абсолютном и относительном выражении.

Важно иметь в виду, что и F по-разному зависят от Rг, так как в одних случаях усилители проектируют так, чтобы на выходе сигнал был пропорционален эквивалентному току источника сигнала (например, камерный телевизионный видеоусилитель)- тогда имеет смысл iш.ус, а иногда так, что выходной сигнал пропорционален ЭДС источника сигнала- тогда интерес представляет коэффициент шума F. Это особенно важно, когда речь идет об усилении в полосе частот.

Приведенный ко входу шумовой ток и коэффициент шума в некоторой полосе частот Δfвfн зависят от того, как усиливается сигнал: с преобразованием спектра (например, коррекция искажений входной цепи) или без такового.

Если усиление происходит без преобразования спектра, то упомянутые характеристики можно найти после интегрирования в полосе частот приведенного ко входу шумового тока (при fВ >> fН):


(1.36)
(1.37)
где ω=2πf для всех частот.

Здесь второе слагаемое обусловлено дробовыми шумами затвора, третье – фликкер-шумом, четвертое – тепловыми шумами канала. В каждом конкретном случае чем-то можно пренебречь, что может упростить расчеты. Можно представить даже такой режим, при котором можно пренебречь тепловыми шумами канала (низкие частоты, очень большое сопротивление источника сигнала).

В вещательном телевидении обычно fв >> fн . В этом случае


Из (1.37) следует, что и при усилении в полосе частот имеется оптимальное значение сопротивления источника сигнала
(1.38)
при котором минимален коэффициент шума

Fmin. Δ= 1 + 2a RГ. ОПТ. Δ= 1 + 2b/RГ. опт. Δf , (1.39)
где в общем случае




2. ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ КАМЕР
Видеоусилители телевизионных камер предназначены для работы от телевизионных датчиков: вакуумных передающих трубок, ПЗС-матриц, фотодиодных матриц и других. Их особенности связаны со спецификой формирования телевизионного видеосигнала. Так, вакуумная передающая телевизионная трубка с накоплением заряда представляет собою датчик слабого тока сигнала и шумы выходного сигнала будут определяться в основном видеоусилителем. В таких усилителях обычно применяют противошумовые коррекции. Особенности формирования сигнала в ПЗС-матрицах делают целесообразным применение так называемой коррелированной двойной выборки, позволяющей исключить часть низкочастотных шумов. Довольно высокий уровень сигнала фотодиодных матриц позволяет конструировать видеоусилитель, особо не заботясь о шумах. В диссекторных датчиках (преобразователях мгновенного действия) основное усиление сигнала осуществляется с помощью встроенного вторично-электронного умножителя.

Следует отметить, что телевизионный сигнал может использоваться как для визуализации, так и для измерительных целей [14]. В зависимости от назначения он подвергается различным преобразованиям. Если в визуальном телевидении стремятся к адекватности психологического восприятия изображения передаваемой сцене, то в измерительном телевидении сигнал обрабатывается так, чтобы уменьшить ошибку определения координат или вероятность ложного обнаружения объектов передачи. Это приводит к различным способам фильтрации сигнала, связанной с влиянием шумов.

Методы оптимальной фильтрации с физической точки зрения связаны с преобразованием частотной характеристики тракта усиления таким образом, чтобы сформированные уже, неразрывно связанные спектры сигнала и шума претерпели выгодные изменения, которые различны для целей обнаружения и измерения.

Однако во всех случаях было бы лучше, чтобы в любой области спектра передаваемого сигнала дифференциальное отношение сигнал/шум было по возможности больше.

Формирование такого соотношения сигнала и шума в передаваемой полосе частот позволяет осуществить в некоторых пределах простая противошумовая коррекция, применяемая в усилителях для передающих телевизионных трубок с накоплением. Она повышает дифференциальное отношение сигнал/шум в низкочастотной области.

При сложной противошумовой коррекции кроме того повышается отношение сигнал/шум в районе частоты резонанса входной цепи. Значение оптимальной частоты настройки резонанса зависит от способа фильтрации сигнала.



2.1. Видеоусилитель для трубок с накоплением (типа видикон)

Телевизионные трубки, основанные на принципе накопления заряда, для видеоусилителя являются высокоомным источником сигнала, характеризующимся эквивалентным током сигнала и выходной паразитной емкостью. Активной составляющей выходной проводимости трубки обычно пренебрегают по сравнению с проводимостью входной цепи.

Одним из показателей качества видеоусилителя является отношение сигнал/шум. Основной вклад в шумы вносит сам усилитель. Поэтому принимают меры для уменьшения собственных шумов усилителя. По предложению Г.В. Брауде [8] в видеоусилителях применяют простую или сложную противошумовые коррекции. Противошумовая коррекция заключается в том, что входную цепь усилителя выполняют, исходя не из условия обеспечения требуемой полосы пропускания, а так, чтобы получить по возможности больше коэффициент передачи от источника сигнала до входного электрода усилительного элемента, допуская значительные линейные искажения. Корректируют искажения после того, как сигнал достаточно усилен.

Простая противошумовая коррекция заключается в увеличении активного сопротивления входной цепи, шунтирующего источник сигнала. При этом не только возрастает сигнал, но и уменьшаются тепловые шумы этого сопротивления. При сложной противошумовой коррекции дополнительно повышают коэффициент передачи на высоких частотах с помощью резонанса, возникающего при включении катушки индуктивности, разделяющей паразитные емкости источника сигнала и усилителя.

На рис. 2.1 показана эквивалентная схема входной цепи видеоусилителя со сложной противошумовой коррекцией с полевым транзистором во входном каскаде. Источник сигнала представлен здесь током iС и выходной емкостью C. Дробовой шум тока iС не показан, так как он к усилителю не относится и обычно значительно меньше шумов усилителя. L и r - индуктивность и активное сопротивление корректирующей катушки; R - сопротивление цепей смещения видикона и активного элемента первого каскада усилителя; C0 =CЗИ + CЗС, iШ, eШ - соответственно паразитная статическая входная емкость, состоящая из емкостей затвор- исток (CЗИ) и затвор-сток (CЗС), и эквивалентные шумовые источники полевого транзистора с p-n-переходом. Строго говоря, ЭДС источника eШ, включенного в схеме рис. 2.1, следует умножить на γ=S/|S-jωCЗИ |- коэффициент, учитывающий прямое прохождение, однако для простоты считают γ ≈ 1. Погрешность от такого приближения не велика (|γ-1| ≈ , где fmax = S/2πCЗС).

Пересчитаем все источники шума к полюсам источника сигнала iС. При этом автоматически учтется предпринимаемая обычно после некоторого усиления сигнала коррекция линейных искажений, допущенных во входной цепи в связи с противошумовой коррекцией, т.к. выходной сигнал видеоусилителя должен повторять ток сигнала iС.

Пересчитанный шумовой ток видеоусилителя в элементарной полосе частот можно найти из выражения

где Ki, Z - коэффициенты передачи от iС до соответствующих пересчитываемых источников (см. рис. 2.1).


Принимая во внимание, что , , , и находя упомянутые коэффициенты передачи, после интегрирования в полосе частот и некоторых преобразований получим выражение шумового тока видеоусилителя, приведенного к источнику сигнала
(2.1)

где ,















Здесь gш IЗ/2φT - эквивалентная шумовая проводимость дробовых шумов затвора, CΣ=C+C0.

В вещательном телевидении fВ >> fН. При этом выражение (2.1) записывают в виде



В режимах, близких к вещательному телевизионному стандарту, основными в видеоусилителе являются тепловые шумы канала полевого транзистора. Пренебрегая дробовыми шумами затвора и фликкер-шумами, можно найти (с учетом, что fВ >> fН)
(2.2)
где . Остальные коэффициенты имеют прежние значения.

Брауде Г.В. [8] показал, что в последнем случае шумы минимальны при настройке входного контура в резонанс на частоте . При этом следует иметь в виду, что настраивать в резонанс следует контур со статической емкостью (т.е. при KU = 0). В рабочем режиме из-за влияния эффекта Миллера (влияние обратной связи через проходную емкость транзистора) частота резонанса окажется ниже, чем .

В частном случае при L = 0, r = 0 сложная противошумовая коррекция вырождается в простую. При этих условиях

Исследования показывают, что в видеоусилителях для источника сигнала с выходной емкостью C≤15 пФ современные полевые транзисторы типа КП303, КП307, КП341 имеют преимущество над современными биполярными транзисторами при полосах усиления порядка до 20 МГц. Конкретнее, критическое значение полосы, при котором свойства полевых и биполярных транзисторов сравнимы [15],

где индексы ПТ, БТ указывают на отношение к полевому или биполярному транзистору; β,  – коэффициент передачи тока базы в схеме с общим эмиттером и сопротивление базы соответственно. При полосах усиливаемых частот более широких, чем критическая, более предпочтительным является биполярный транзистор.

С ростом паразитной емкости источника сигнала критическая частота уменьшается. Знак "минус", который может появиться в результате расчета , говорит о преимуществе полевого транзистора над сравниваемым биполярным.

Известно также [16, 17], что шумы минимальны при параллельном соединении нескольких (n) активных элементов в первом каскаде усилителя при условии, что , т.е. когда общая статическая емкость активных элементов равна емкости источника сигнала. Если имеется выбор полевых транзисторов, то лучшим при параллельном соединении окажется тот, для которого будет наибольшей величина.

2.2. Видеоусилитель для ПЗС-матрицы [18]

В настоящее время находят широкое применение твердотельные преобразователи телевизионного изображения в электрический сигнал на основе приборов с зарядовой связью (ПЗС).

Выходной узел ПЗС-матрицы представляет собою встроенный микроконденсатор (обратносмещенный диод), в который поочередно передают для считывания заряды, накопленные на светочувствительных элементах, и электрометрический усилитель (МОП- транзистор).

Перед очередным поступлением информационного заряда на микроконденсатор предыдущий заряд "сбрасывают", заряжая его до одного и того же исходного напряжения, соответствующего "нулю" сигнала. После "сброса" микроконденсатор содержит шумовой заряд ключа сброса, включающий тепловую составляющую q = kTC, где C – емкость выходного узла (упомянутого конденсатора).

После подачи сигнального заряда ("зарядового пакета") на конденсаторе устанавливается напряжение, соответствующее сумме зарядов сигнального и шумового. По мере усиления к этим компонентам добавляются шумы электрометрического и внешнего усилителей.

При усилении сигнала с ПЗС-матрицы применяют метод коррелированной двойной выборки [18], при котором делают выборки сигнала, соответствующие двум упомянутым моментам: после сброса и после пересылки сигнального заряда в выходной узел. Разница между этими двумя уровнями свободна от шума ключа сброса.

Практически этот метод реализуется следующим образом. После некоторого усиления, в момент времени, следующий за фазой сброса, схемой привязки фиксируется уровень, соответствующий "нулю" сигнала, а в момент передачи информации о зарядовом пакете, происходит аналоговое считывание сигнала ("выборка") и считанный сигнал остается на выходе ("хранится") до начала выборки во время передачи следующего элемента изображения.

В этом случае относительная передаточная функция для любой компоненты сигнала [18]


(2.3)
где p = jω, TВЫБ – временной сдвиг между моментами фиксации и выборки; ωВ = 2πfВ – верхняя граничная частота части видеоусилителя до схемы выборки.

Квадрат модуля этой функции


(2.4)
Эта зависимость показана на рис. 2.2. Здесь же символически показан спектр "полезного" сигнала перед фиксацией. Видно, что коэффициент передачи значительно уменьшается при приближении частоты к нулю и к четным гармоникам тактов.
Двойная коррелированная выборка (ДКВ) эффективно уменьшает наводки с частотой кадров, наводки от источника питания, шумы типа 1/f самой матрицы и видеоусилителя, а также другие составляющие шума на низких частотах, автоматически вычитает фон, увеличивая тем самым динамический диапазон. Благодаря привязке отпадает необходимость в фильтрации тактовой частоты.

Наиболее существенными в современных ПЗС- датчиках с ДКВ являются шумы видеоусилителя, имеющие белый спектр в области частот передаваемого сигнала. Чаще всего их, как и сигнал, оценивают эквивалентным зарядом емкости выходного узла



где CΣ - емкость узла вывода; rш, S - сопротивление шумов и крутизна усиления электрометрического усилителя (МОП- транзистора на кристалле ПЗС-матрицы);  – эквивалентная шумовая проводимость последующего усилителя (операционного усилителя); ΔfЭКВ   эквивалентная полоса шумов, которую считают [18] равной удвоенному значению верхней граничной частоте сигнала (2fВ ), так как производится две фиксации за такт (собственно фиксация и выборка).

Нередко шум выражают эквивалентным числом электронов


nш=qш/e,
где e=1,6∙10–19 Кл – заряд электрона. Такое представление имеет смысл, если известен сигнал ПЗС-матрицы, выраженный в тех же единицах измерения.

В современных ПЗС-датчиках шумы оцениваются десятками электронов, в то время как сигнал- тысячами. Чаще всего, динамический диапазон ограничен не флуктуациями, а геометрическими шумами, обусловленными недостатками технологии ПЗС- матриц.

В традиционной для видеоусилителей форме шумы датчика можно представить среднеквадратическим напряжением, приведенным ко входу электрометрического усилителя,
(2.5)
В современных ПЗС-матрицах CΣ составляет десятые доли пФ, S – десятые доли мА/В.

Сигнал в той же точке можно выразить подобным образом:


где QС , NС- заряд и число электронов сигнального пакета элемента изображения.



2.3. Видеоусилитель для фотодиодной матрицы

Имеются малоформатные фотодиодные матрицы с количеством элементов от 8 х 8 до 32 х 32 и более с произвольной адресацией, которые перспективны для применения в системах наблюдения за мелкими светящимися объектами благодаря удачному компромиссу между разрешающей способностью и временем ввода изображения в ЭВМ.

Такие матрицы (например, типа ФПУ-14) для нагрузки представляют генератор сигнального тока, порядка 0,2...0,5 мА, т.е. достаточно большой величины. Для получения стандартных величин напряжения достаточно усилить ток сигнала в несколько раз.

Хорошие результаты (стабильность, широкополосность, простота) показывает в этих условиях усилитель тока, представляющий собою несимметричное "токовое зеркало" ("отражатель тока"), на основе которого выполняют генератор стабильного тока в интегральных микросхемах.

Идея использовать эту схему совместно со схемой дифференциального каскада для создания СШИУ (сверхширокополосных интегральных усилителей) принадлежит Джильберту [19, 20].

Ток эмиттера связан с напряжением база- эмиттер (UБЭ) хорошо известным [20] соотношением



где IЭ0 - обратный ток эмиттера, φT = kT/q.

Обратный ток эмиттера, в свою очередь, зависит от площади перехода эмиттер-база S и собственных параметров полупроводника, учитываемых коэффициентом γЭ:


iЭ0 = γЭS.
Из этих двух уравнений следует, что токи эмиттеров двух транзисторов, выращенных на одной подложке по единой технологии, при одинаковых напряжениях эмиттер-база пропорциональны площадям эмиттеров:

Последние три уравнения справедливы при изменениях тока, составляющих шесть порядков, и в широком диапазоне температур. Таким образом, схема, изображенная на рис. 2.3, которая может быть составлена, например, из набора транзисторов микросхем серий 125 или 198, позволяет повторить ток I1 с коэффициентом, очень близким к n ≤ 4 (так как в сборке - не более пяти транзисторов), если β >> n:
InI1-(n+1)IБ ≈ nI1.
Частотные свойства схемы рис. 2.3 можно исследовать, пользуясь эквивалентной схемой биполярного транзистора. Легко пронаблюдать, что в режиме короткого замыкания на выходе ток I2 повторяет по форме входное напряжение этой схемы, равное



Таким образом, верхняя граничная частота в этой схеме

здесь  – предельная частота усиления в схеме с общей базой,  –сопротивление и емкость эмиттера соответственно.

Приведенный ко входу (к току I1) шум усилителя – не менее шума первого транзистора, включенного диодом,

в то время как в обычном усилителе (схема ОЭ) при оптимальном токе эмиттера он был бы существенно меньше:

(в данном случае учтены только основные составляющие дробовых шумов транзистора). Однако этот факт не является решающим, так как уровень сигнала фотоматрицы достаточно высок.

Получается, что простыми средствами достигается стабильность и площадь усиления близкая к fT /(n+1).




2.4. Видеоусилитель для диссектора (оценка шумов)

Диссектор ("рассекатель")- телевизионная трубка мгновенного действия. В ней из потока фотоэлектронов, вызванного оптическим изображением, спроецированным на фотокатод, выбирается малый участок, соответствующий одному элементу изображения, и подается на вторично-электронный умножитель (ВЭУ) для усиления. Коэффициент усиления ВЭУ нередко достигает 106 и более. Усиленный ток сигнала, величиною в десятки микроампер, подается на видеоусилитель, который предназначен скорее для обработки, чем для усиления. Шумы усилителя по сравнению с шумами диссектора пренебрежимо малы и их обычно не принимают во внимание.

Рассмотрим составляющие шума на выходе диссекторного телевизионного датчика и оценим отношение сигнал/шум [21, 22].

Шумы на выходе диссектора обусловлены флуктуацией, возникающей при преобразовании фотокатодом светового потока в электронный, и флуктуациями, связанными с секцией переноса и со случайностью генерации вторичных электронов в ВЭУ. И то, и другое аппроксимируют пуассоновским потоком частиц, формирующих фототок и токи вторичной эмиссии.

Если на фотокатоде в результате воздействия света возник сигнал, численно равный фотоэлектронов, то он сопровождается шумом (флуктуирует), дисперсия которого равна , т.е. числу возникших при преобразовании частиц.

После первого динода ВЭУ в результате усиления сигнал будет равен , где σ- коэффициент вторичной эмиссии.

Входные флуктуации также усилятся в σ раз и к ним добавятся флуктуации вторичной эмиссии. Дисперсия последних будет равна числу возникших вторичных электронов (). На выходе первого каскада дисперсия шума
(2.6)
Аналогично, на выходе второго каскада

Дальнейшие подобные рассуждения приводят к следующему выражению для дисперсии шума на выходе i-го каскада ВЭУ

где .

Обозначая


σ1σ2…σi = Ki,
получим
(2.7)
где
– (2.8)
коэффициент шума ВЭУ, показывающий во сколько раз возросла в результате усиления дисперсия входного шума свыше коэффициента .

При выражение (2.8) представляет собою сумму членов геометрической прогрессии и


(2.9)
Имея в виду, что сигнал Si = KiSВХ, можно оценить отношение сигнал/шум в этой точке ВЭУ:
(2.10)
Переходя от количества электронов к токовому выражению сигнала [18, с. 87], учитывая, что при этом фототок
IФ = 2qfВSВХ,
из (2.10) получаем
(2.11)
где fВ – верхняя граничная частота, примерно равная полосе пропускания, так как fВ >> fН; q – заряд электрона; ΨВХ – отношение сигнал/шум на входе ВЭУ (фототока).

Интересно отметить, что уровень шума на выходе диссектора (см. 2.11)



(здесь КДИС = σn – коэффициент усиления ВЭУ, IДИС – выходной ток диссектора) на два-три порядка () выше, чем у шумового диода, имеющего ток равный постоянной составляющей выходного тока диссектора, так как квадрат шумового тока этого диода был бы равен согласно формуле Шоттки

Даже зная величину выходного сигнала, трудно установить величину ожидаемого шума, так как неизвестны точные значения коэффициентов усиления каскадов ВЭУ. Можно оценить лишь порядок величины. Для типичного случая (число динодов – 12, коэффициент усиления – 106,  100 мкА) в предположении, что σ1 = σ2 = ... = σ, можно найти

т.е. ВЭУ ухудшает входное отношение сигнал/шум в раза (примерно на 21 %).

В полосе 20 кГц согласно выражению (2.11) следует ожидать ΨВЫХ ≈ 100, в то время как при традиционном усилении (без ВЭУ) такой сигнал практически "растворился" бы в шумах и наводках, т.к. в данном случае фототок составляет примерно 100 пА.

Следует заметить, что шумы диссектора связаны с уровнем сигнала (так называемый нестационарный шум), тогда как, например, шум датчика, выполненного на видиконе, практически не зависит от уровня сигнала, т.к. в основном определяется видеоусилителем.

На практике для грубой оценки дисперсии дробового шумового тока диссектора в элементарной полосе частот можно использовать выражение [23]



где k1 = 1...1,5, β1 = 0,5...1,5 – эмпирические коэффициенты, учитывающие увеличение шумов соответственно в процессе переноса электронного изображения с фотокатода в плоскость диафрагмы и усиления с помощью ВЭУ.

Рекомендации, связанные с особенностями применения диссектора в телевизионной автоматике, можно найти в литературе [24].






Достарыңызбен бөлісу:
1   2   3   4   5


©kzref.org 2019
әкімшілігінің қараңыз

    Басты бет